Операционный усилитель. Повторитель напряжения на ОУ. Принцип работы Ближе к делу

Привет! Продолжаем тему, поднятую в моей статье .
На датагорском форуме Владимир (vol2008 ) поднял тему усилителя ретро-структуры и предложил свой вариант буферного каскада для оконечного усилителя .

Я также предлагаю вариант буферного каскада с псевдодвухтактным повторителем.

Возможные варианты реализации буферных каскадов

приведены на рис. 1а-г.

Рис. 1. Варианты буферного каскада для усилителя мощности:
а) эмиттерный повторитель, б) эмиттерный повторитель с динамической нагрузкой,
в) псевдодвухтактный эмиттерный повторитель на транзисторах одной структуры,
г) псевдодвухтактный эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах

Эмиттерный повторитель с резистором в цепи эмиттера (рис. 1а) обладает недостатком, заключающимся в том, что при увеличении амплитуды входного сигнала ограничение одной полуволны сигнала может наступать раньше, чем другой .

Во время положительной полуволны входного сигнала ток эмиттера VT1 делится между сопротивлениями в эмиттере Rэ и в нагрузке Rн. Во время отрицательной полуволны ток через Rн протекает в противоположном направлении.

Чтобы избежать ограничения, ток эмиттера транзистора VT1 всегда должен быть больше нуля.

Нетрудно показать, что максимальная пиковая амплитуда выходного сигнала связана с напряжением на эмиттере Uэ и сопротивлениями нагрузки Rн и эмиттера Rэ следующим образом:
Uвыхмакс=UэRн/(Rэ+Rн).

Для схемы, показанной на рис. 1а получаем:
Uвыхмакс=7,5·0,62/(0,62+1,1)=2,7 В.

Устранить недостаток эмиттерного повторителя с резистивной нагрузкой и дополнительно снизить искажения позволяет использование активной нагрузки в цепи эмиттера (рис. 1 б). Отчасти недостаток простого эмиттерного повторителя остается и здесь: при положительной полуволне входного сигнала ток выдается не только в нагрузку, но и в источник тока.

Существенно уменьшить все виды искажений, а также выходное сопротивление позволяют псевдодвухтактные повторители. Здесь в качестве эмиттерной нагрузки применяется управляемый генератор тока, образующий для второго плеча встречную динамическую нагрузку, рис. 1в.

Изображенная на рис. 1в схема – перенос патента лампового повторителя сороковых годов прошлого столетия на транзисторную схемотехнику .

Поскольку транзисторная схемотехника, в отличие от ламп, использует транзисторы двух типов проводимости, можно модифицировать эту схему, в результате получим комплементарный псевдодвухтактный повторитель, рис. 1 г. Эту схему удачно применил Владимир (vol2008 ).

Низкое выходное сопротивление схем, показанных на рис. 1в и рис. 1 г, а также меньшие искажения по сравнению со схемами, изображенными на рис. 1а и рис. 1 б, положительно сказываются на звуковоспроизведении.

Рис. 2. Принципиальная схема буферного каскада
с псевдодвухтактным повторителем

Ток коллектора транзистора VT1 (VT5) задается резистором R5 (R11) и составляет I0=Uбэ/R5=0,2 мА, где Uбэ=0,66 В – напряжение база-эмиттер транзистора VT3 (VT4).

Источники тока выполнены на транзисторах VT2 (VT6), цепи баз транзисторов питаются от общего параметрического стабилизатора напряжения HL1, R8, C3 через резисторы R7 и R9 соответственно. Ток источника тока равен 10 мА.

Противофазный сигнал с резистора R4 (R10) через разделительный конденсатор C2 (C4) поступает на базу транзистора источника тока VT2 (VT6), чем обеспечивается активный режим работы повторителя на обеих полуволнах входного сигнала.

--
Спасибо за внимание!
Игорь Котов, главный редактор журнала «Датагор»

Список упомянутых источников

1. Мосягин В., // Журнал практической электроники «Датагор», 2016.
2. Мосягин В.,

Источника сигнала с входным сопротивлением нагрузки.

Буферные усилители и напряжения, и тока (в том числе повторители) усиливают мощность . На практике, под словосочетанием буферный усилитель чаще всего понимается именно буферный усилитель напряжения .

В зависимости от требуемого диапазона выходных токов и напряжений, буферные усилители могут строиться

на дискретных транзисторах , повторители переменного напряжения - также на лампах
на операционных усилителях общего назначения
на специализированных ИС буферных усилителей

Wikimedia Foundation . 2010 .

Смотреть что такое "Буферный усилитель" в других словарях:

буферный усилитель - — [Я.Н.Лугинский, М.С.Фези Жилинская, Ю.С.Кабиров. Англо русский словарь по электротехнике и электроэнергетике, Москва, 1999 г.] Тематики электротехника, основные понятия EN buffer … Справочник технического переводчика

буферный усилитель - buferinis stiprintuvas statusas T sritis automatika atitikmenys: angl. buffer amplifier; isolating amplifier vok. Bufferverstärker, m rus. буферный усилитель, m pranc. amplificateur tampon, m ryšiai: sinonimas – skiriamasis stiprintuvas … Automatikos terminų žodynas

Электронный усилитель усилитель электрических сигналов, в усилительных элементах которого используется явление электрической проводимости в газах, вакууме и полупроводниках. Электронный усилитель может представлять собой как самостоятельное… … Википедия

В статье описаны некоторые типовые применения интегральных операционных усилителей (ОУ) в аналоговой схемотехнике. На рисунках использованы упрощенные схемотехнические обозначения, поэтому следует помнить, что несущественные детали (соединения с… … Википедия

У этого термина существуют и другие значения, см. Стабилитрон (значения) … Википедия

Графические изображения и элементы многочисленных и разнообразных приборов и устройств электроники, автоматики, радио и вычислительной техники. Проектирование и разработка базовых электронных схем и создаваемых из них более сложных систем как раз … Энциклопедия Кольера

БУФЕРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ, ИНТЕГРАТОР, КОМПАРАТОР, СУММАТОР, ЛИММИТЕР... Эти слова неразрывно уже связаны с аудиоаппаратурой и, хотя на первый взгляд между ними нет ни чего общего, на самом деле у них есть общий "рабочий инструмент" - операционный усилитель (ОУ).

Для того, чтобы понять какую роль выполняет ОУ стоит разобраться, что это собственно такое.
По сути это набор транзисторов, соединенных определенным образом и представляющий из себя пятиполюсник, выполняющий функции усилителя постоянного напряжения. На рисунке 1 показано несколько наиболее популярных обозначений ОУ:

Рисунок 1

Как и положено, слева находятся входы усилителя, их два - один инвертирующий, т.е. напряжение на выходе будет иметь противоположную фазу, чем на этом входе, второй не инвертирующий, т.е. выходной сигнал будет совпадать по фазе с входным. Справа находится выход усилителя, вверху и внизу выводы для подачи на ОУ напряжения питания, обычно вверху "+Uип", внизу "-Uип".

Кроме этого усилитель является дифференциальным, т.е. усиливается только разность напряжений на инвертирующем и не инвертирующем входах . В принципе это объясняется даже логически, без разбора принципиальной схемы. Если на не инвертирующем входе напряжение составляет 5 В, а на инвертирующем 3 В, то поскольку фаза инвертирующем входе меняется на противоположную, то будет справедливо из 5 вольт вычесть 3 вольта. Следовательно входное напряжение будет составлять 2 В и именно это напряжение будет усиливаться операционным усилителем.
Изначально ОУ проектировались для выполнения математических действий в аналоговых вычислительных машинах и конечно же, выглядели несколько иначе:

Рисунок 2. Один из первых операционных усилителей

Однако с развитием микроэлектроники ОУ кардинально изменили свой внешний вид и размеры до таких величин, что корпус DIP-8 выглядит гигантским:

Рисунок 3. Внешний вид современных ОУ для поверхностного монтажа в сравнении с DIP-8

Осталось выяснить, что же внутри этого устройства, поскольку и как обозначается, и как выглядит уже немного понятно. Принципиальная схема операционного усилителя К140УД1 приведена на рисунке 4.

Рисунок 4

Для большей наглядности смоделируем эту схему в симуляторе, правда номиналы резисторов пришлось подбирать опытным путем, тем не менее, от схемы удалось добиться работоспособности:

Рисунок 5. Принципиальная схема модели к140УД1

Раз изначально это усилитель постоянного напряжения, то опыты следует начать именно с постоянного напряжения. Для этого добавим к схеме два источника постоянного напряжения и охватим усилитель ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ (ООС) .

Рисунок 6. Проверка работоспособности ОУ на усиление напряжения.

Теперь выставим на источнике V4 напряжение в 0,5 В и запустим РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ симулятора. В результате получается следующая картина:

Рисунок 7. Карта напряжений.

Теперь немного подробней. Практически во всех учебниках написано, что коф усиления ОУ в "прямом" включении, т.е. когда сигнал подается на не инвертирующий вход, пропорционален отношению резисторов ООС плюс единица. В нашем случае это будет R17 / R18 + 1 = 1,02 + 1 = 2,02. Откуда вылезло 0,02? Дело в том, что К140УД1 имеет довольно низкое входное сопротивление, и для получения необходимой точности пришлось R18 уменьшить до 9,76 кОм.

Тогда не понятно - на входе 0,5 В и на выходе практически 0,5 В, где усиление? Тут следует давать поправку, что 0,5 В на входе сумматора, но не на входе ОУ, которым является база транзистора Q1, а на базе 0,24 В. А раз так, то как раз и получается 0,24 х 2,02 = 0,4848 В. По показаниям симулятора 0,496 В, что опять же является неточностью нашей модели, впрочем и сам оригинал К140УД1 имел не плохой разброс параметров.

Но если входное напряжение 0,5 В, то почему на базе Q1 половина этого значения? Напряжение на V5 равно нулю, следовательно, R16 и R15 образуют делитель напряжения, а поскольку номиналы одинаковы, то и напряжение будет делиться на два, разумеется ток базы Q1 внесет свою лепту. Вот и получается 0,24 В на входе ОУ.

Однако это только следствия работы каскадов данной схемы, коснемся немного причин:
Как только на базе Q1 появляется напряжение, отличающееся от нуля, в нашем случае это 0,24 В, Q1 начинает открываться, что ведет, в свою очередь, к уменьшению напряжения на его коллекторе. Уменьшение напряжение на коллекторе Q1 снижает протекающий через базу Q6 ток и он начинает призакрываться, вследствие чего на его коллекторе увеличивается напряжение, которое через эмиттерный повторитель на Q7 увеличивает напряжение на эмиттерном повторителе на Q9 и напряжение на выходе ОУ (точка OUT) начинает увеличиваться.

Увеличение напряжения на выходе ОУ увеличивает напряжение в точке соединения R17 и R18, а эта точка соединена с базой Q2, которая является инвертирующим входом нашего ОУ (рисунок 6). Q2 начинает приоткрываться и на его эмиттере увеличивается напряжение. Это влечет призакрытие транзистора Q1 и далее по схеме оказывает влияние на последующие каскады. Транзистор Q1 призакрывается ровно на столько, чтобы на базе Q2 сформировалось напряжение максимально приближенное к напряжению на базе самого Q1, а величина этого напряжение напрямую зависит от номиналов резисторов R17 и R18. Чем меньше R18, тем бОльшее напряжение должно сформироваться на выходе ОУ, чтобы восстановить баланс базовых токов каскада на Q1 и Q2. Если же сопротивление R18 не менять, а увеличивать R17 точно так же потребуется увеличение выходного напряжение ОУ, поскольку на Q17 снова будет падать довольно большое напряжение.
Теперь осталось увеличить напряжение на источнике V5 и убедится, что величины напряжений действительно суммируются.

Рисунок 8. Математическое сложение двух слагаемых V4 и V5.

Как видно из рисунка при двух слагаемых V4 и V5 по 0,5 В на выходе сумматора получилась сумма, равная ОДНОМУ ВОЛЬТУ, т.е. математическое действие выполнено верно.
Для большей наглядности отойдем от антикварного К140УД1 и смоделируем сумматор для трех слагаемых на базе широко распространенного ОУ TL071. В результате получается следующий "калькулятор":

Рисунок 9. Математическое сложение трех слагаемых.

Тут следует обратить внимание на номиналы резисторов ООС. Разница номиналов практически в два раза, т.е. коф усиления ОУ будет составлять R5 / R4 + 1 = 3. ПОЧЕМУ? На прошлой схеме коф усиления составлял 2, а здесь 3? В прошлой схеме слагаемых было ДВА, поэтому и входных делителей было два (R15 и R16 рисунок 6), следовательно, изначальное входное напряжение делилось на два и для восстановления значений его нужно было удвоить. В схеме рисунка 9 слагаемых ТРИ, следовательно, входной делитель делит значение на три и для восстановления необходимо утроение. Для большей достоверности посмотрим на сумматор с четырьмя слагаемыми и уже самостоятельно просчитайте получившийся коф усиления:

Рисунок 10. Сумматор четырех слагаемых.

А какое, собственно, отношение к звукотехнике имеет ЭТА математика?
Самое прямое. В звукотехнике напряжение, конечно же переменное, однако в любой, ОЧЕНЬ короткий, промежуток времени его можно рассматривать как постоянное напряжение, следовательно, математическая обработка сигнала при помощи ОУ вполне приемлема:

Рисунок 11. Представление переменного напряжения в виде постоянного.

Исходя из того, что переменное напряжение в определенный момент времени можно рассматривать как постоянное, вводится дополнительное понятие - МГНОВЕННОЕ ЗНАЧЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ , точно так же можно апеллировать мгновенными значениями токов и мощностей. Как будет выглядеть это в реальности показано на рисунке 12:

Рисунок 12. Сумматор четырех аналоговых слагаемых.

Здесь имеются 4 источника синусоидального сигнала V1-V4, напряжения которых суммируются резисторами R1-R4 и выравниваются по амплитуде ОУ Х1. Выходной сигнал сумматора, в зависимости от входных показан на рисунке 13:

Рисунок 13. Зависимость выходного сигнала от входных.

И какая практическая польза от этого сумматора? Если этот сумматор немного доработать, то в финале получается самый простой четырех входовой МИКШЕР, причем количество входов может быть самым разным - от двух, до двадцати:

Рисунок 14. Принципиальная схема четырех входового микшера.

В этой схеме конденсаторы С1-С4 выполняют роль разделительных и предотвращают проникновение на входу ОУ постоянного напряжения от источника, что иногда случается. В качестве ОУ в данной схеме выступает TL071, однако может использоваться практически любой из современных ОУ - для аппаратуры средней ценовой категории их параметров вполне хватает. Переменными резисторами Х1-Х4 регулируется уровень каждого из входных сигналов, что позволяет оперативно изменять громкость любого из входных источников.

В качестве источника питания выступает два источника по 15 В, соединенных последовательно. Точка соединения соединяется с общим проводом и относительно ее получается два напряжения относительно общего провода - ПЛЮС ПЯТНАДЦАТЬ и МИНУС ПЯТНАДЦАТЬ вольт . Такой двойной источник называется источником двуполярного напряжения и обычно величины плюсового и минусового проводов одинаковы.

Однако ОУ может быть запитанно и от одного источника, единственно не стоит забывать о том, что в тех документации на ОУ обычно указывается величина двуполярного источника напряжений и обозначается минимальное и максимальное значения, например Uип мин ±5 В, Uип макс ±20 В. Это означает, что ОУ работоспособен при двуполярном питании в диапазоне напряжений ±5...±20 В, однако при питании от однополярного источника диапазон напряжений будет выглядеть +10...+40 В.

Рисунок 15. Варианты питания ОУ.

Питание от двуполярного источника несколько предпочтительней - несколько упрощается схемотехника, поскольку привязка входов происходит либо "автоматически", как в схеме рисунка 14, где нулевое напряжение на входе ОУ формируется нижними выводами переменных резисторов, либо ноль на входе формируется отдельным постоянным резистором, один вывод которого подключается к общему проводу, а второй вывод к входу ОУ, обычно не инвертирующему. Таким образом на выходе ОУ задается начальное напряжение, если не учитывать дрейфы, равное нулю.

При однополярном напряжении питания выходное напряжение ОУ не может быть отрицательным, однако ему необходимо усиливать обе полуволны синусоиды и положительную, и отрицательную. Для решения этой проблемы формируют виртуальный ноль именно для ОУ. Обычно это два последовательно соединенных резистора подключенных между клеммами питания, а формируемое в точке соединения резисторов половина напряжения питания и выступает в роли виртуального нуля (рисунок 16).

Рисунок 16. Питание ОУ от однополярного напряжения.

R1 и R4 формируют половину напряжения питания, R3 необходим для уменьшения влияния входного сигнала формируемое напряжение, а так же для увеличения входного сопротивления устройство, поскольку С2, призванный уменьшать импульсные помехи и пульсации питания на виртуальном нуле будет так же влиять и на входное переменное напряжение. С1 служит разделительным конденсатором, отделяющим постоянную составляющую на входе ОУ от источника, ведь подразумевается, что источник выдает переменное напряжение. R5 и R2 формируют ООС и в данном усилителе коф усиления равен R5 / R2 + 1 = 30к / 10 к + 1 = 4. С3 служит разделительным конденсатором между выходом ОУ и нагрузкой.

Сравнивая рисунки 14, 15 и 16 становится ясно, что ОУ может обходится без ОБЩЕГО провода, поскольку выходное напряжение полностью зависит от напряжения на его входах, следовательно для получения на выходе нулевого напряжения при двуполярном питании и половины напряжения при однополярном необходимо "привязать" не инвертирующий вход усилителя к нулю или половине напряжения питания. Только в этом случае будет исключено не санкционированное изменение постоянной составляющей выходного сигнала, поскольку изменение входного сигнала будет происходить относительно напряжения этой "привязки", т.е. ОБЩИЙ провод для двуполярного питания и половина напряжения питания при однополярном питании будут выступать в роли опорных напряжений. Подобное положение дел наводит на мысль о том, что для корректной работы ОУ "чистота" опорного напряжения становится приоритетной. При разводке печатной платы необходимо учитывать важность этих опорных напряжений и исключить влияние на данные проводники внешних факторов, таких как наводки силовой части, протекание через них токов от конденсаторов фильтров питания, поскольку все изменения опорного напряжения приведут к изменениям выходного сигнала ОУ, т.е. под опорное напряжение на плате должен быть выделен отдельный проводник и он должен использоваться только как опорное напряжения для ОУ или группы ОУ, и не для каких других целей .

Принцип работы конденсатора можно объяснить двумя способами:
При входном переменно напряжении равным нулю конденсатор заряжен до половины напряжения питания. При появлении положительной полуволны конденсатор начинает дозаряжаться и через него начинает протекать ток, а поскольку R6, выступающий в роли нагрузки, соединен с С3 последовательно, то и через него начинает протекать ток, причем направление тока будет сверху вниз. Как только положительная полуволна минует свой пик и ее величина начнет уменьшаться конденсатор начнет разряжаться. Это повлечет снова протекание тока, но уже в обратном направлении. Таким образом на R6 сформируется переменное напряжение.

Второй способ объяснения привязан к сопротивлению элементов электрическому току. Для постоянного тока сопротивление конденсатора равно бесконечности (не считая токов утечки), а вот для переменного тока величина сопротивления конденсатора уже имеет какое то значение и это значение зависит от емкости конденсатора и от частоты протекающего тока. Поскольку сопротивление меняется в зависимости от каких то условий, то необходима формула для вычисления какое именно сопротивление имеет элемент при определенных условиях, а поскольку сопротивление меняющееся, то для отличия его от сопротивления резисторов, вводится понятие как РЕАКТИВНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ, вычисляемое по формуле , где ПИ, есть число ПИ, F- частота в Герцах, С - емкость конденсатора в Фарадах. Исходя из этой формулы не трудно подсчитать какое будет сопротивление у конденсатора С3, рисунка 16 при крайних частотах звукового диапазона, а именно на частоте 20 Гц реактивное сопротивление конденсатора в 47 мкФ будет равно 169 Ом, а на частоте 20 кГц - 0,17 Ома. При сопротивлении нагрузки в 2 кОм 169 Ом будут вносить незначительное ослабление сигнала:

Рисунок 17. Ослабление переменного напряжения реактивным сопротивлением С1.

Таким образом, с математической точки зрения на сопротивлении нагрузки R6 рисунка 16 постоянного напряжения не будет, поскольку для постоянного напряжение сопротивление С3 равно бесконечности, а для переменного сопротивление уменьшается со 169 Ом до 0,17 Ом в звуковом диапазоне.

Значит, для снижения реактивного сопротивления емкость разделительного конденсатора следует брать как можно большей? Не совсем. Например варьируя емкостью входного конденсатора можно организовать небольшой фильтр инфранизких частот, например при емкости разделительного конденсатора С1 22 мкФ, буферного усилителя на ОУ Х1 АЧХ усилителя приобретает форму синей линии, а при С1 равным 2,2 мкФ - красной. Из рисунка видно, что несмотря на небольшой завал в области 20 Гц все что ниже довольно успешно обрезается, тем самым предохраняя низкочастотный динамик от перегрузки.

Рисунок 18. Влияние емкости разделительного конденсатора на АЧХ всего усилителя.

Кроме этого использование свойств конденсатора изменять свое сопротивление позволяет строить различные фильтры, а для этого определенным образом соединяют резисторы на входе ОУ и тогда он выступает в роли компенсатора падения напряжения, либо в обратной связи ОУ, и тогда ОУ изменяет собственный коф усиления в зависимости от частоты.

Но перед рассмотрением фильтров следует вернуться к упомянутому БУФЕРНОМУ УСИЛИТЕЛЮ . По сути буферный усилитель представляет из себя промежуточный усилитель, имеющий ровную АЧХ, желательно наличие регулировки коф усиления. Введение в схему буферного усилителя обычно является обоснованным, если усилитель имеет выходную мощность 200 и более Вт . В этом случае собственный коф усиления усилителя мощности должен быть достаточно высоким, поскольку выходное напряжение предварительных усилителей нормировано и составляет 0,75 или 1 В, а для мощности 200 Вт уже необходимо напряжение амплитудой порядка 40 В (28 В действующее значение), т.е. усилителю необходимо усилить сигнал в 28 раз, а это 32 дБ.

Ни для кого не секрет, что чем больше собственный кф усиления усилителя, тем большие искажения он выдает, следовательно для снижения искажений необходимо снизить коф усиления, а для получения той же мощности необходимо увеличить амплитуду входного сигнала. Для решения этой задачи как раз и используется буферный усилитель.

Схемотехника буферных усилителей довольно проста - обычно это типовое включение ОУ, охваченного ООС, причем регулируемой. Питание ОУ обычно осуществляется от того же источника, что и сам усилитель, поэтому для получения необходимого для работы ОУ напряжения ±15 В используют параметрические стабилизаторы, но для начала рассмотрим схему с питанием от отдельного источника:

Рисунок 19. Принципиальная схема буферного усилителя с питанием от отдельного источника.

Прежде всего следует обратить внимание на отсутствие разделительного конденсатора на выходе усилителя - он не нужен, поскольку стоит конденсатор на входе самого усилителя мощности. Усилитель имеет небольшие завалы на краях звукового диапазона, но несмотря на кажущуюся крутизну линий это завал всего на 0,1 дБ при коф усиления 15 дБ, что более чем приемлемо:

Рисунок 20. АЧХ буферного усилителя на ОУ TL071 от TI.

Уровень THD тоже не велик:

Рисунок 21. Уровень THD для усилителя на ОУ TL071

Здесь 1,2 m означает, что это миллипроценты, т.е. это 0,0012%. Кстати сказать, что эта величина напрямую зависит от используемого ОУ. Ниже приведены такие же графики для того же буферного ОУ, но уже с использованием NE5534 и AD744:

Рисунок 22. Уровень THD для ОУ NE5534 (вверху, на желтом фоне)
и AD744 (внизу, на зеленом фоне)

Как видно из графиков уровень THD снижается в разы, поэтому при выборе ОУ следует учитывать этот фактор и перед установкой более детально изучить свойства планируемого ОУ. Например NE5534 имеет биполярный вход, что снижет его входного сопротивление, но имеет бОльшую нагрузочную способность, что позволяет ему устойчиво работать на инвертирующие усилители мощности с большим собственным коф усиления.

Для более наглядного примера используем базовую схему усилителя Холтона:

Рисунок 23. Принципиальная схема усилителя мощности Холтона

Уровень THD в этом варианте достигает 0,03%, при коф усиления 32 дБ.

Рисунок 24.

Теперь "прикрутим" к усилителю буферный усилитель и еще раз проверим уровень THD:

Рисунок 25. Усилитель Холтона с буферным ОУ на TL071

Рисунок 26. Уровень THD с буферным ОУ на TL071.

Как видно из графика уровень THD снизился практически в 3 раза (!) и это при использовании обычного ОУ TL071. Однако если еще снизить коф усиления самого усилителя и увеличить коф усиления буферного усилителя, а вместо TL071 использовать AD744 уровень THD можно еще снизить в 2 раза.

Рисунок 27. Уровень THD при использовании AD744.

Теперь более подробно рассмотрим схему рисунка 25:
С3 и С6 это электролитические конденсаторы, фильтрующие низкочастотную составляющую питания, а С4 и С5 - пленочные, фильтрующие ВЧ;
D1 и D2 - стабилитроны на 1,3 Вт, 15 В;
R3 подразумевается подстроечным резистором, позволяющим оперативно изменять коф усиления буферного ОУ;
С7 - корректирующий конденсатор, кардинально снижающих коф усиления ОУ на ультразвуке и придающий устойчивость (снижающий склонность к возбуждению) буферному усилителю;
R17 и R20 изменены по сравнению с аналогичными схемы 23, поскольку именно они отвечают за собственный коф усиления усилителя мощности;
резисторы R4 и R5 выполняют роль токоограничивающих (балластных) резисторов для параметрического стабилизатора и чем выше напряжение питания самого усилителя, тем большие номинал они должны иметь и тем больше тепла они будут рассеивать. Номинал резисторов следует выбирать таким образом, чтобы на стабилитронах D1 и D2 рассеивалось 0,1...0,15 Вт. Это будет гарантировать, что стабилизируемое напряжение не измениться в случае провалов напряжения питания и не будет зависеть ни от потребляемого тока самого ОУ, ни от потребляемого тока, отдаваемого ОУ в нагрузку. Номиналы балластных резисторов для различных напряжений питания усилителей сведены в таблицу:

НАПРЯЖЕНИЕ ПИТАНИЯ УМЗЧ, В	НОМИНАЛЫ ТОКООГРАНИЧИВАЮЩИХ (БАЛАСТНЫХ) РЕЗИСТОРОВ
НАПРЯЖЕНИЕ ПИТАНИЯ УМЗЧ, В
	560...620 Ом 0,25Вт
	1,5...1,7 кОм 0,5Вт
	1,7...2,2 кОм 1Вт
	2,2...2,7 кОм 1Вт
	3,3...3,6 кОм 1Вт
	4,3...4,7 кОм 1Вт
	5,1...5,6 кОм 1Вт
	6,2...6,8 кОм 2Вт
	6,8...7,5 кОм 2Вт

Сразу же следует добавить, что и стабилитроны и балластные резисторы греются, следовательно на печатной плате необходимо предусмотреть более большие контактные площадки под эти элементы , чтобы они выступали в роли небольших теплоотводов. Так же более большая контактная площадка гораздо надежней для греющихся элементов и вероятность отхода от элемента припоя со временем сильно уменьшается.

Заканчивая тему буферных усилителей осталось только заметить, что раз уж поставлен ОУ, то на нем можно организовать дополнительный узел, именуемый лимитером. ЛИМИТЕР - модуль измеряющий пиковый уровень выходного сигнала и на основании этих замеров регулирует коф усиления используемого ОУ, что исключает появление клиппинга на выходе усилителя. В аппаратуре магнитной записи что то похожее называлось АВТОМАТИЧЕСКИМ РЕГУЛЯТОРОМ УРОВНЯ .
Основная проблема при создании лимитера это выбор постоянной времени для реакции лимитера, поскольку слишком быстрая реация будет довольно сильно изменять динамический диапазон звукового сигнала, а если она будет слишком большой, то лимитер не успеет обработать входной сигнал и "пропустит" клиппинг. На рисунке 28 приведен фрагмент схемы лимитера, организованного на базе буферного ОУ, т.е. это "доведенная" схема рисунка 25:

Рисунок 28. Организация лимитера.

Схема специально организована самым примитивным образом - сигнал с выхода усилителя подается на правый вывод резистора R52, далее он выпрямляется диодным мостом на диаодах D12, D13, D17, D18 и подается на ограничитель амплитуды на D14 и D15. Напряжения стабилитронов D14 и D15 выбирается примерно на 5...8 В меньше, чем максимальное выходное напряжение усилителя мощности, а R50 ограничивает протекающий ток и совместно с С20 образует времязадающую цепочку времени реакции лимитера, т.е. как быстро лимитер снизит коф усиления буферного усилителя при появлении максимальной амплитуды сигнала. Время, через которое лимитер "вернет" первоначальный коф усиления буферному ОУ зависит от емкости С20 и сопротивления R51. D16 предохраняет лампу оптрона АОР124 от перегорания завышенным напряжением. Лампа HL1 "светит" на фоторезистор оптрона R49, который при освещении уменьшает свое сопротивление, существенно уменьшая коф усиления буферного ОУ.

К сожалению оптронов ЛАМПА-ФОТОРЕЗИСТОР не так уж много, и взаимозаменяемость у них не очень хорошая, так что лучше поискать оптроны именно этой серии, причем лучше с буквой Б на конце, т.е. АОР124Б - при включенной лампе сопротивление фоторезистора снижается до 360 Ом, а у остальных этой серии до 1,2 кОм, хотя и этого достаточно для данного лимитера.

Однако ОУ хороши не только в буферных усилителях - используя наборы резисторов и конденсаторов на них можно построить и регуляторы тембра, причем и много полосные эквалайзеры, и фильтры только для определенного диапазона частот . Для примера рассмотрим схему рисунка 29:

Рисунок 29. Фильтр высокой частоты.

R1 и С2 образуют фильтр первого порядка, принцип которого лучше объяснить через реактивное сопротивление - при достижении определенной частоты реактивное сопротивление начнет уменьшаться и как только оно станет значительно меньше R1 амлитуда входного сигнала тоже начнет уменьшаться. Для проверки возьмем АЧХ данной схемы, нарисованную симулятором:

Рисунок 30.

Теперь пересчитаем реактивное сопротивление С1 для частот, показанных на графике выше. Изгиб линии АЧХ начинается примерно на 2 кГц, для этой частоты реактивное сопротивление С2 будет составлять 169 кОм, по отношению к 22 кОм R1 это начинает ощущаться. На частоте 24,1 кГц сопротивление С2 будет составлять 14 кОм и это уже меньше сопротивления R1 в 1,6 раза, следовательно напряжение тоже должно уменьшиться в 1,6 раза, что собственно и происходит при напряжении в 1,22 В на низкой частоте 500 Гц на частоте 24 кГц амплитуда уменьшилась до 0,75 В, т.е. в те же самые 1,6 раза.

Теперь добавим еще одно, точно такое же звено, как R1-С2, и получим фильтр второго порядка:

Рисунок 31. Фильтр второго порядка

Рисунок 32. АЧХ фильтра второго порядка.

Как видно из рисунка выходного напряжение на низких частотах снизилось, буквально на 0,2 В, а вот на высокой частоте завал происходит значительно интенсивней - теперь на частоте 24 кГц выходное напряжение составляет 0,3 В, что более чем в 2 раза меньше, чем в предыдущем фильтре. Для большей наглядности переведи эти значения в дБ, поскольку человеческое ухо уровень громкости воспринимает по логарифмическому закону, и АЧХ фильтра втрого порядка приобретает следующий вид:

Рисунок 33. АЧХ фильтра второго порядка в дБ.

Из графика теперь видно, что на частоте 24 кГц завал АЧХ составляет 10 дБ, т.е в 3 раза ниже от низкочастотного. Добротность данного фильтра, т.е. зависимость на сколько уменьшится коф усиления в зависимости от изменения частоты, составляет 5 дБ на октаву. Октава - музыкальное понятие, означающее, что частота изменилась ровно в 2 раза. В данном случае за отрезок для расчетов были взяты частоты 10 кГц и 20 кГц, м на этом участке амплитуда уменьшилась на 5,2 дБ.
Рассмотрим еще один пример - фильтр третьего порядка, т.е. содержащий 3 одинаковых узла:

Рисунок 34. Фильтр третьего порядка.

Рисунок 35. АЧХ фильтра третьего порядка.

В этом фильтре "завал" АЧХ происходит 7,5 дБ на октаву, т.е. уменьшение амплитуды происходит гораздо интенсивней.

По этому же принципу можно организовывать фильтры низких частот:

Рисунок 36. Фильтр низких частот

Рисунок 37. АЧХ фильтра низких частот

Данные фильтры обычно используются в полных усилителях мощности для ограничения краев звукового диапазона , где обычно "селяться" неприятные помехи. Однако используя схемотехнику фильтра высоких частот можно организовать фильтр НЧ, для сабвуфера :

Рисунок 38. Фильтр для сабвуфера

Рисунок 39. АЧХ фильтра для сабвуфера

Не смотря на полную работоспособность данного фильтра рекомендовать его использование было бы не совсем корректно - у него нет ограничения в области инфранизких частот , а это увеличивает шанс перегрева катушки динамической головки или ее механическое повреждение от ударов о магнитную систему.

Теперь в качестве фильтра рассмотрим следующую схему:

Рисунок 40.

Здесь ОУ включен через инвертирующий вход, причем ООС ОУ содержит RC цепочки, которые однозначно будут влиять на АЧХ данной схемы. Так же схема содержит переменный резистор Х1, при среднем положении движка которого компоненты ООС и входной цепи делаются полностью симметричными, что дает право предположить, что ООС компенсирует изменения АЧХ, которые внесут входные элементы. На схеме слева от движка написано номинал резистора, в данном случае это 100 кОм, а справа - положение движка в процентах относительно его полного хода, т.е. 50 означает, что движок находится посередине. Для проверки суждений об АЧХ посмотрим на АЧХ данной схемы, сформированной симулятором:

Рисунок 41.

Действительно - красная линия, отображающая форму АЧХ практически идет по нулевой отметке. Теперь передвинем движок переменного резистора в сторону R2:

Рисунок 42.

Как видно из рисунка усилитель начал усиливать определенный участок АЧХ, расположенный в районе 40 Гц и это говорит о том, что реактивное сопротивление конденсаторов С2 и С3 изменяется на столько, что начинает влиять на ООС, причем форма полученной АЧХ сильно напоминает форму АЧХ LC резонансного контура, однако здесь нет индуктивностей, следовательно резонанс как таковой не возможен. Для определения частоты всплеска вводится дополнительное понятие - КВАЗИРЕЗОНАНС. Квазирезонанс может вызывать как всплеск АЧХ вверх, так и завал вниз - достаточно перевести движок переменного резистора в сторону R4:

Рисунок 43

Используя этот фильтр уже можно создать полноценный фильтр для сабвуфера , поскольку у него есть хорошее ограничения в области инфранизких частот. Единственно, что может потребоваться, так это изменить номинал частотозадающих конденсаторов, поскольку добротность у фильтра получается достаточно высокая. В результате получается следующая схема и ее АЧХ:

Рисунок 44

Используя несколько фильтров включенных параллельно, но имеющих разные частотозадающие конденсаторы можно построить эквалайзер - регулятор тембра, производящий регулировку в четырех и более участках АЧХ (полосах). На рисунке 45 приведена схема подобного эквалайзера на 8 полос:

Рисунок 45. Принципиальная схема эквалайзера на 8 полос.

Однако это далеко не единственный способ постройки эквалайзеров с использованием ОУ. На рисунке 47 приведена схема полностью пассивного эквалайзера, в котором ОУ выполняют роль буферного усилителя (Х1) и компенсатора потерь (Х2).

Рисунок 46. Принципиальная схема пассивного эквалайзера,
опубликованного в журнале РАДИО в восьмидесятых годах.

Иногда для построения эквалайзеров на базе ОУ используют отдельные полосовые фильтры , включенные в ООС другого ОУ. Это позволяет уменьшить влияние полос друг на друга, а так же в широких пределах изменять величины подъема-завала участка АЧХ выбранной полосы:

Рисунок 47.

Однако при построении стереофонического эквалайзера желательно чтобы оба канала были идентичны друг другу, а это требует использование и резисторов и конденсаторов без разброса параметров . Найти такие весьма затруднительно, поэтому приходится подбирать и резисторы и конденсаторы. Избавиться от этой неприятности позволит изменение схемотехники полосовых фильтров, а именно использование регулируемых фильтров. В восьмидесятых годах в РАДИО была опубликована схема подобного эквалайзера на базе К157УД2. Использование именно этих ОУ было обоснованно тем, что они сдвоенные. Однако на сегодня не дефицитны микросхемы, содержащие в своем корпусе 4 ОУ, следовательно увеличение количества ОУ для регулируемых фильтров практически не скажется на увеличении количества микросхем. Схема эквалайзера на пять полос на базе регулируемых фильтров приведена на рисунке 48, причем данный эквалайзер может легок расширяться до 15-ти полосного:

Рисунок 48.

Кстати сказать - все предлагаемые выше эквалайзеры были из разрядка графических , т.е. при использовании ползунковых переменных резисторов возле каждого движка нанести градуировку, то по положению движка резистора можно судить о форме АЧХ:

Рисунок 49. Передняя панель графического эквалайзера ПРИБОЙ Э024С

Однако есть еще одна разновидность эквалайзеров - параметрические . Данные эквалайзеры позволяют влиять не только на подъем-завал АЧХ на определенном участке, но и перемещать этот участок и кроме этого регулировать добротность.

Рисунок 50. Передняя панель параметрического эквалайзера Klark Teknik DN410

В быту такие эквалайзеры используются крайне редко, тем не менее именно они позволяют более точно откорректировать АЧХ в зависимости от необходимости.

Речь собственно о параметрических эквалайзерах зашла потому, что схема рисунка 48 позволяет трансформировать данный эквалайзер в параметрический, для чего необходимо подстроечные резисторы полосовых фильтров заменить на последовательно соединенный подстроечный резистор меньшего номинала и переменный резистор, выведенный на переднюю панель.

С другой стороны никто не запрещает использовать одну полосу данного эквалайзера для выделения и усиления узкого участка АЧХ, который как раз и необходим для создания многофункционального фильтра для сабвуфера, к которому остается только добавить фазовращатель, чтобы устранить изменение фазы, происходящее в самом фильтре. В результате получается следующая схема фильтра для сабвуфера :

Рисунок 51. Принципиальная схема фильтра сабвуфера

На рисунках 52 и 53 приведены изменения формы АЧХ в зависимости от регулировки частоты и добротности:

Рисунок 52. Изменение частоты фильтра для сабвуфера

Рисунок 53. Изменение добротности фильтра для сабвуфера.

Все рассмотренные ранее варианты применения ОУ были основаны на использовании ООС - отрицательной обратной связи. Однако ОУ может быть охвачен и положительной обратной связью - ПОС , т.е. обратная связь заводится на НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ВХОД . Такое включение позволяет "оцифровывать" некоторые аналоговые события, например при достижении определенной температуры должно произойти какое то событие, например включиться вентилятор принудительного охлаждения, а как только температура понизится ниже определенной температуры - выключиться. Подобные действия может осуществлять схема управления вентилятором , приведенная на рисунке 54.

Рисунок 54. Принципиальная схема управления вентилятором.

На схеме R7 выступает в роли вентилятора от компьютерной техники, размер которого и производительность, зависят уже от конструктивного исполнения усилителя. Подстроечным резистором Х1 регулируется порог срабатывания. Резистор R8 служит для включения вентилятора на минимальных оборотах и должен быть мощностью не менее 1 Вт, а сопротивление подбирается в зависимости от производительности. Для большей наглядности подключим к схеме генератор низких частот с небольшой амплитудой, имитирующей изменение R2 в зависимости от температуры и сравним входное и выходное напряжения ОУ:

Рисунок 55. Входные и выходное напряжения ОУ.

Здесь синей линией обозначен входное напряжение на инвертирующем входе, красной на не инвертирующем, а зеленой - на выходе ОУ. Поскольку выходное напряжение изменяется, то через резистор R4 оно влияет и на величину напряжения на не инвертирующем входе, однако на этом рисунке зависимость изменений видно не очень хорошо, поэтому отключим напряжение на выходе ОУ и более внимательно рассмотрим напряжения на входах:

Рисунок 56. Напряжение на входе ОУ.

Пока терморезистор R2 холодный его сопротивление велико и на инвертирующем входе напряжение будет положительным, следовательно напряжение на выходе ОУ будет максимально приближено к минусовому напряжению питания (синяя линия рисунка 56), а это в свою очередь повлечет появление небольшого отрицательного напряжения на не инвертирующем входе, примерно -0,3 В (красная линия рисунка 56). По мере нагрева R2 его сопротивление начнет уменьшаться, что повлечет уменьшение напряжения на инвертирующем входе ОУ, а затем переход в отрицательное значение.

Как только напряжение на инвертирующем входе станет меньше, чем на не инвертирующем значение напряжения на выходе ОУ начнет увеличиваться, что повлечет увеличение напряжения на не инвертирующем входе и разница напряжения на входах ОУ еще больше увеличится. Поскольку ОУ усиливает только разницу напряжения на инвертирующем и не инвертирующем входах увеличение разницы напряжений повлечет еще большее увеличение выходного напряжения на выходе ОУ и разница входных напряжений станет еще больше. Таким образом образуется лавинный процесс, который способствует почти мгновенному изменению выходного напряжения на выходе ОУ, что собственно и происходит на рисунке 56, в точке 1 шкалы времени. По окончании этого процесса на выходе ОУ формируется напряжение, близкое по значению к положительному источнику питания, а на не инвертирующем входе появляется положительное напряжение равное 0,3 В.

Появление положительного напряжение на выходе ОУ открывает транзистор Q1 (2N5551), который в свою очередь открывает Q2 (BD139) и вентилятор увеличивает обороты до максимальных. Кстати сказать - напряжение почти 15 В можно подавать далеко не на все компьютерные вентиляторы, поскольку не у всех вентиляторов устройство управления обмотками двигателя позволяет работать на повышенных оборотах. При достижении максимальных оборотов и дальнейшем увеличении напряжения питания магнитное поле вклеенных магнитов двигателя уже успевает "проскочить" нужный датчик Холла и в результате повышается вибрация двигателя, падают обороты и резко увеличивается нагрев силовых ключей двигателя. Поэтому, при питании схемы от напряжения ±15 В следует предусмотреть резистор на 0,5 Вт, включенный последовательно с вентилятором. Сопротивление этого резистора подбирается таким образом, чтобы на вентиляторе было 12-13 В, обычно 5...10 Ом хватает.

Как только началось охлаждение, по логике, сопротивление терморезистора должно увеличиваться, но допустим, что тепловое сопротивление радиатора не очень хорошее и терморезистор продолжает нагреваться, а напряжение на инвертирующем входе продолжает уменьшаться.
Но спустя какое то время спустя терморезистор начнет охлаждаться и его сопротивление начнет увеличиваться, а напряжение на инвертирующем входе начнет увеличиваться, дойдет до нуля и перейдет в положительное значение. Как только напряжение достигнет значения, равного напряжению на не инвертирующем входе и сразу же начнется лавинный процесс, но уже в отрицательную сторону - на выходе начнет уменьшаться провоцируя уменьшение напряжения на не инвертирующем входе увеличивая разницу напряжений на входа ОУ и в конце концов максимально приблизится в напряжению минусового напряжения питания. Что собственно и происходит во временной точке 2, в которой и выключается вентилятор.

Как видно из графика переключение ОУ происходит не при одной и той же температуре - сначала должен произойти небольшой перегрев (напряжение на терморезисторе должно стать меньше -0,3 В), по отношению к установленной величине, а затем небольшое переохлаждение (напряжение на терморезисторе должно превысить +0,3 В). Исходя из этого можно построить график, изображенный на рисунке 57:

Рисунок 57.

Получившаяся схема представляет одну из возможных реализаций триггера Шмитта или компаратора , а представленный на рисунке 57 график является описанием петли Гистерезиса , т.е. данную схему можно рассматривать как простейший аналого-цифровой преобразователь - АЦП .
Кроме контроля за температурой подобные схемы могут использоваться для управления вторым уровнем питания в мощных усилителях звуковой частоты класса Н . Принцип работы данных усилителей основан на разделении напряжения питания на две, обычно одинаковые части, и пока уровень выходного сигнала меньше более низкого питания оконечный каскад использует именно низковольтный источник. Как только амплитуда выходного сигнала начинает приближаться к величине напряжения питания на оконечный каскад подается "вторая часть" питания. Для более подробного рассмотрения используем усилитель Холтона:

Рисунок 58. Принципиальная схема Холтона в классе H

В этой схеме в качестве компаратора используется специализированный ОУ LM311 , имеющий на выходе транзистор и выведенными эмиттером и коллектором, что значительно расширяет возможности данной микросхемы - возможно включение и повторителем, и выходом с открытым коллектором.

Как только напряжение на выходе усилителя достигает значения +40 В компаратор Х3 изменит напряжение на своем выходе и откроются транзисторы Х9 и Х10 и напряжение +100 В будет подано на стоки транзисторов оконечного каскада. Как только напряжение на выходе снизится ниже 22 В компаратор снова изменит свое состояние и "второй этаж" питания будет отключен. Напряжения при которых подключается и выключается "второй этаж" питания определяется положением движка подстроечного резистора R30, а петля Гистерезиса формируется резистором R37 и в данной схеме номинал этого резистора несколько занижен для большей наглядности. При повторении схемы рекомендуется использовать номинал на 2,2 МОм. Если есть уверенность в том, что у Вас ПРАВИЛЬНАЯ разводка печатной платы и вероятность возникновения импульсных наводок сведена до минимума, то от этого резистора можно вообще отказаться - внутренняя структура микросхемы позволяет.

Для минусового плеча происходит тот же самый процесс, только за ним следит компаратор на X4, а второй уровень питания подключают транзисторы М7 и М8.

Рисунок 59. Управление вторым уровнем питания усилителя класса H.

В качестве транзисторов для подключения второго уровня питания на схеме используются IRF640 и IRF9640, как самые распространенные. Резисторы R63, R64, R69, R71 используются для уменьшения ударного процесса, который происходит в момент открытия транзисторов второго уровня и который неизбежно проявляется на выходном сигнале. Для уменьшения этого же процесса служат и конденсаторы С13 и С14. Если проблем с комплектацией нет, то вместо пар силовых транзисторов можно использовать по одному использовать более сильноточные транзисторы IRF5210 для плюсового плеча и IRF3710 для минусового. Резисторы в истоках необходимо уменьшить до 0,1 Ома. Питание систем управления осуществляется от параметрических стабилизаторов R53-D8-D9, для положительного плеча питания и R56-D10-D11, для отрицательного плеча. Два одинаковых стабилитрона обеспечивают виртуальную среднюю точку именно для каждого ОУ и эта точка является опорным для работы компаратора.

Ну а что собственно дает такое включение оконечного каскада? Прежде всего уменьшения рассеиваемого тепла оконечным каскадом, поскольку изменяясь напряжение питания оконечного каскада существенно уменьшает рассеиваемое этим каскадом тело. А поскольку тепла выделяться стало значительно меньше, то уже можно использовать и меньшее количество пар транзисторов для этого самого, оконечного каскада, а это уже экономия средств. Кроме этого, в качестве транзисторов конечного каскада используются IRFP240-IRFP9240, максимальное напряжение СТОК-ИСТОК равно 200 В, следовательно напряжение питания усилителя по традиционной схеме не должно превышать ±90 В (десять вольт на технологический запас, хотя этого мало). Используя двух уровневое питание напряжение можно увеличивать, поскольку в любой момент времени к транзисторам будет приложено не более 3/4 от общего напряжения питания. Другими словами - даже при питании от двухуровневого питания ±50 В и ±100 В к транзисторам будет приложено напряжение не более 150 В, поскольку даже при максимальной амплитуде выходного сигнала один из транзисторов управления вторым уровнем будет закрыт - если на выходе плюсовая полуволна будет закрыто управление "вторым этажом" минусового напряжения и наоборот - если на выходе минусовая полуволна, то будет закрыто управление плюсового "второго этажа".

Схемотехнически можно организовать работу компаратора таким образом, что он будет отслеживать не один уровень сравниваемого с опорным напряжения, а два. Подобные компараторы называются двух пороговыми , а использовать их можно, например для контроля напряжения питания усилителя, для контроля за уровнем постоянного напряжения на выходе усилителя. С защиты от постоянного напряжения для АС и начнем:

Рисунок 60. Защита АС от постоянного напряжения.

Здесь на входа ОУ изначально поддано напряжения смещения, организованное на диодах D3 и D4 (1N4148). В качестве выхода усилителя мощности служит генератор синусоидального сигнала V1 и если на нем появляется напряжение плюсовое постоянное напряжение, то увеличить величину на не инвертирующем входе оно не может - не даст D3, а вот на инвертирующем входе увеличению положительного напряжения ни чего не мешает и на выходе ОУ сформируется почти минус напряжения питания, что повлечет закрытие составного транзистора Q1-Q2 и реле (R12) отключится. Если же на выходе усилителя появляется минусовое напряжение, то увеличиваться, точнее уменьшаться оно не сможет на инвертирующем входе - не даст D4, а вот на не инвертирующем входе оно беспрепятственно может принимать отрицательные значения, что так же повлечет к появления на выходе ОУ почти минусового напряжения питания и реле снова отключится. Для примера подадим с генератора напряжение амплитудой 9 В и частотой 0,1 Гц, которое можно считать за имитацию постоянного напряжения:

Рисунок 61. Временные диаграммы работы защиты АС, длительность 10 сек.

Синяя линия - сигнал с генератора, красная - напряжение на коллекторах Q1 и Q2.
Цепочка С2 и R13 служит для задержки подключения АС в момент включения усилителя и на короткое время (пока С2 заряжается) подает небольшое положительное напряжение на вход устройства.

А чем эта схема лучше популярных транзисторных аналогов? Есть один нюанс, который рано или поздно может довести до неприятностей. Для примера возьмем одну из популярных схем защиты от постоянного напряжения:

Рисунок 62. Принципиальная схема защиты АС от постоянного напряжения.

Плюс на выходе усилителя открывает Q1- Q3 закрывается, минус на выходе усилителя открывает Q2 - Q3 закрывается, вроде бы все верно, но вот как это происходит? Емкость C2 достаточно велика и мгновенно включить и выключить реле она не позволит, следовательно уменьшается скорость замыкание и размыкания контактов реле, что вызывает подгорание контактов и к конечном итоге - выходу из строя реле . Для наглядности рассмотрим графики напряжения на коллекторах управляющих реле транзисторов:

Рисунок 63. Осциллограммы на коллекторах силовых транзисторов.

Здесь синяя линия это напряжение на коллекторе Q2 рисунка 62, а красная на коллекторе транзистора Q2 рисунка 60. Как видно из рисунка для традиционной защиты изменение напряжения питания для реле происходит в течении 0,1 сек, в то время как для защиты с ОУ время переключения зависит только от скорости самого ОУ и быстродействия силовых транзисторов, т.е. практически мгновенно, по сравнению с традиционной.

По этому же принципу можно организовать софт-старт для усилителя мощности , а кроме самого софт-старта схема будет осуществлять и контроль за напряжением питания. Если вторичное питания будет изменяться выше или ниже установленного предела, например при проведении сварочных работ на этой же фазе сетевого напряжения, или во время ветреной погоды произойдет перехлест проводов сетевой линии и в розетке появится 280-340 В, то данная схема автоматически переведет усилитель в режим старта. Если ситуация продлится довольно долго, то это вызовет перегорание токоограничивающего резистора и усилитель вообще отключится. Принципиальная схема приведена на рисунке 64:

Рисунок 64.

Здесь V1 и V1 имитируют вторичные обмотки силового трансформатора, V3 - имитация скачков сетевого напряжения, R1 и R2 - имитируют ОДИН резистор, включенный последовательно с первичной обмоткой силового трансформатора и шунтируемый контактами реле, обмотку которого имитирует резистор R15, R 3 - имитация тока покоя усилителя мощности. Для получения более узкого диапазона срабатывания в схеме использованы диоды Шоттки, поскольку на них меньшее падение напряжения, можно заменить на 1N4144.

В момент включения С3 разряжен и реле выключено, зарядка конденсаторов фильтров вторичного питания происходит через резистор, установленный последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Зачастую время зарядки конденсаторов вторичного питания превышает время зарядки С3, следовательно контакты реле остаются разомкнутыми. Как только на верхнем выводе С1 напряжение достигает определенного уровня срабатывает компаратор и включает реле - схема перешла в рабочий режим. как только напряжение на С1 станет меньше или больше установленного подстроечным резистором R5 напряжения компаратор снова сработает и отключит реле - питание будет осуществляться через токоограничивающий резистор. Мощности трансформатора уже не хватит сжечь оконечные транзисторы усилителя, в котором при скачках начнут формироваться переходные процессы. Однако если емкости конденсаторов достаточно велики, то запасенной в них энергии может быть достаточно, чтобы что то вышло из строя, поэтому рекомендуется использовать сильноточное высоковольтное реле с тремя переключающими группами контактов. Одна группа будет шунтировать резистор в первичной обмотке трансформатора, а вторая токоограничивающие резисторы, установленные по шинами питания уже после основных конденсаторов вторичного питания:

Рисунок 65. Наиболее оптимальное использование контактных групп реле.

Как дополнительный сервис данная схема может еще следить за техническим состоянием С1 (рисунок 64) и если его емкость уменьшится от "высыхания", устройство даже не даст подать питание на усилитель мощности. Но тут нужно будет добавить точно такую же схему и для слежения за техническим состоянием конденсаторов минусового плеча питания, впрочем использование ОУ типа TL072 (в одном корпусе 2 ОУ) сократит количество используемых деталей.

На последок осталось рассмотреть еще один способ использования ОУ, обычно применяемый в высококачественных усилителях мощности, причем применение именно в качестве усилителя постоянного напряжения.

Для обеспечения на выходе усилителя мощности постоянного напряжения максимально приблежонного к нулю используют интеграторы - модули, которые следят за величиной именно постоянного напряжения и исходя из величины постоянной составляющей вносят коррективы в режимы усилителя, тем самым приближая уровень постоянного напряжения к нулю. Для примера возьмем все тот же усилитель Холтона:

Рисунок 66. Принципиальная схема усилителя Холтона с буферным усилителем и интегратором.

Выходное напряжение усилителя мощности через резистор R49 попадает на конденсатор С21, который отфильтровывает переменную составляющую сигнала. Встречно включенные диоды D12 и D13 исключают превышение входного напряжения для ОУ, предохраняя его от перегрузки. Далее напряжение попадает на инвертирующий вход ОУ Х7 и сравнивается с нулем, который подается на не инвертирующий вход ОУ. ОУ охвачен глубокой ООС, но только по переменному напряжению - это конденсатор С20, следовательно он усиливает только постоянное напряжение, которое с выхода ОУ, через резистор R47 подается на вход усилителя. Если на выходе усилителя постоянное напряжение положительное, то интегратор на своем выходе формирует отрицательное напряжение такой величины, чтобы напряжение на выходе усилителя стало равным нулю ОУ интегратора входное напряжение сравнивает именно с нулем. Если же выходе усилителя отрицательное напряжение, то на выходе ОУ формируется положительное напряжение, снова выравнивающее выходное напряжение самого УМ с нулем.

Введение интегратора позволяет более точно контролировать наличие постоянной составляющей на выходе усилителя и автоматически корректирует ее, что позволило существенно увеличить входное сопротивление самого усилителя - на рисунке 25 R8 равно 10 кОм, номиналом именно этого резистора выставлялся ноль на выходе усилителя.

Вот собственно и все основные способы применения ОУ в звукотехнике, если придумаете свои - честь Вам и хвала.

Можно конечно упрекнуть в том, что не упомянуты мощные ОУ, которые можно самостоятельно использовать как усилители мощности, например TDA2030, TDA2050 и т.д. Но это спорный вопрос. С одной стороны это уже интегральные усилители мощности, как бы отедльная ветка, с другой все варианты включения ОУ для них подходят и они точно так же как ОУ могут суммировать сигналы, изменять их АЧХ, могут работать компараторами, причем стоимость TDA2030 меньше стоимости ОУ, транзистора и реле, необходимые для управления вентилятором, а ведь TDA2030 способна без дополнительных элементов управлять компьютерным вентилятором, причем не одним, а несколькими, включенными как последовательно, при увеличении питания, так и паралельно - диапазон питающих напряжений позволяет. Опять же - подавляющее большинство дискретных усилителей можно рассматривать как ОУ, поскольку они имеют и не инвертирующий вход и инвертирующий, следовательно все законы обратных связей ОУ для них вполне применимы. Так что додумывайте дальше сами - ВОТ ЭТО БУДЕТ ТВОРЧЕСКИМ ПОДХОДОМ.

Предвидя упрек, что можно было бы добавить небольшой справочный листок по наиболее популярным ОУ отвечу - подобный листок в стадии разработки и появится в середине-конце октября в виде приложения к данной статье.

Одним из недостатков данной статьи является отсутствие фотографий и чертежей печатных плат, однако здесь предложены схемы, некоторые из которых собирались отдельными модулями более двадцати лет назад, а в случае необходимости установки сегодня они просто интегрируются непосредственно в плату устройства, а не используются как отдельный модуль. Так что печатные платы разрабатывайте сами или ищите на .

Приложение к статье

Операционные усилители делятся на несколько категорий, самая популярная - ОУ широкого применения, имеющие не плохие параметры, но на сегодня считающиеся средними. Есть ОУ прецизионные, предназначенные для использования в измерительной аппаратуре. А есть специально для аудиоустройств.

Чем они отличаются кроме цены? Прежде всего принципиальной схемой. Для примера возьмем принципиальную схему ОУ широкого применения TL071 и считающийся звуковым:

Рисунок 1. Принципиальная схема операционного усилителя TL071

Рисунок 2. Принципиальная схема операционного усилителя AD744

Кроме схемотехнических отличий данные ОУ отличаются друг от друга используемыми транзисторами - у AD774 более скоростные транзисторы, что конечно же сказывается на частоте единичного усиления. У AD744 частота единичного усиления не менее 13 МГц, а у TL071 - 3 МГц. Так же у них отличается уровень THD - у AD744 это 0,0003%, у TL071 от Texas Instruments - 0.003%, а у TL071 от STMicroelectronics - 0.01%, Ну и наконец в принципиальной схеме AD744 в генераторе тока имеются два подстроечных резистора, да, да, именно подстроечных. Разумеется, что микросхемы не имеют шлицов для регулировки. Эти резисторы юстируются лазером после изготовления кристалла ОУ до получения оптимального режима работы диф каскада, и как следствие - минимального уровня THD.

Даже не вникая глубоко в экономику должно быть понятно, что стоимость ОУ, приведенных в качестве примера будет отличаться в разы, а если точнее, то почти в 20 раз. Так же изначальные параметры компонентов объясняют засилье рынка TL071 от STMicroelectronics, ведь продавать эти популярные ОУ приходится по той же цене, что и ОУ от Texas Instruments - не каждому покупателю удается объяснить разницу. Большинство ориентируется только на название и не вникает в то, что одни и те же микросхемы от разных производителей отличаются даже точностью применяемых резисторов, не говоря уже о полупроводниках. На рисунке 3 показана принципиальная схема TL071 от STMicroelectronics, номиналы пассивных компонентов отличаются от номиналов, показанных на рисунке 1:

Рисунок 3. Принципиальная схема ОУ TL071 от STMicroelectronics

Учитывая то, что разброс параметров резисторов считается от последнего знака и обычно составляет 5% получаем, что разброс резисторов в диф каскаде для микросхемы от STMicroelectronics Операционные усилители от Analog Devices имеют следующие габариты корпуса:
SOIC_N (R8) длина корпуса 4 мм, ширина 5 мм, шаг выводов 1.27 мм, длина выводов более 1 мм
MSOP (RM8) длина корпуса 3 мм, ширина 3 мм, шаг выводов 0.65 мм, длина выводов менее 1 мм

Для сравнения в таблицу включены ОУ широкого применения TL071, причем разных производителей.
Однако использование дорогих ОУ для усилителя имеет смысл лишь при наличии соответствующих акустических систем, прежде всего и не стоит забывать об источнике звукового сигнала.

Конечно же использование хороших ОУ в усилителе, работающем в комплекте со средненькими АС и бюджетным источником будет заметно, но все равно полностью раскрыть все возможности данный ОУ не получится - тракт полностью должен соответствовать выбранной ценой категорий.

В курсе электроники есть много важных тем. Сегодня мы попытаемся разобраться с операционными усилителями.
Начнем сначала. Операционный усилитель - это такая «штука», которая позволяет всячески оперировать аналоговыми сигналами. Самые простейшие и основные - это усиление, ослабление, сложение, вычитание и много других (например, дифференцирование или логарифмирование). Абсолютное большинство операций на операционных усилителях (далее ОУ) выполняются с помощью положительных и отрицательных обратных связей.
В данной статье будем рассматривать некий «идеал» ОУ, т.к. переходить на конкретную модель не имеет смысла. Под идеалом подразумевается, что входное сопротивление будет стремиться к бесконечности (следовательно, входной ток будет стремиться к нулю), а выходное сопротивление - наоборот, будет стремиться к нулю (это означает, что нагрузка не должна влиять на выходное напряжение). Также, любой идеальный ОУ должен усиливать сигналы любых частот. Ну, и самое важное, коэффициент усиления при отсутствующей обратной связи должен также стремиться к бесконечности.

Ближе к делу

Операционный усилитель на схемах очень часто обозначается равносторонним треугольничком. Слева расположены входы, которые обозначены "-" и "+", справа - выход. Напряжение можно подавать на любой из входов, один из которых меняет полярность напряжения (поэтому его назвали инвертирующим), другой - не меняет (логично предположить, что он называется неинвертирующий). Питание ОУ, чаще всего, двуполярное. Обычно, положительное и отрицательное напряжение питания имеет одинаковое значение (но разный знак!).
В простейшем случае можно подключить источники напряжения прямо ко входам ОУ. И тогда напряжение на выходе будет расчитываться по формуле:
, где - напряжение на неинвертирующем входе, - напряжение на инвертирующем входе, - напряжение на выходе и - коэффициент усиления без обратной связи.
Посмотрим на идеальный ОУ с точки зрения Proteus.

Предлагаю «поиграть» с ним. На неинвертирующий вход подали напряжение в 1В. На инвертирующий 3В. Используем «идеальный» ОУ. Итак, получаем: . Но тут у нас есть ограничитель, т.к. мы не сможем усилить сигнал выше нашего напряжения питания. Таким образом, на выходе все равно получим -15В. Итог:

Изменим коэффициент усиления (чтобы Вы мне поверили). Пусть параметр Voltage Gain станет равным двум. Та же задача наглядно решается.

Реальное применение ОУ на примере инвертирующего и неинвертирующего усилителей

Есть два таких основных правила:
I. Выход операционного усилителя стремится к тому, чтобы дифференциальное напряжение (разность между напряжением на инвертирующем и неинвертирующем входах) было равно нулю.
II. Входы ОУ не потребляют тока.
Первое правило реализуется за счет обратной связи. Т.е. напряжение передается с выхода на вход таким образом, что разность потенциалов становится равной нулю.
Это, так сказать, «священные каноны» в теме ОУ.
А теперь, конкретнее. Инвертирующий усилитель выглядит именно так (обращаем внимание на то, как расположены входы):

Исходя из первого «канона» получаем пропорцию:
, и немного «поколдовав» с формулой выводим значение для коэффициента усиления инвертирующего ОУ:

Приведенный выше скрин в комментариях не нуждается. Просто сами все подставьте и проверьте.

Следующий этап - неинвертирующий усилитель.
Тут все также просто. Напряжение подается непосредственно на неинвертирующий вход. На инвертирующий вход подводится обратная связь. Напряжение на инвертирующем входе будет:
, но применяя первое правило, можно утверждать, что

И снова «грандиозные» познания в области высшей математики позволяют перейти к формуле:
Приведу исчерпывающий скрин, который можете перепроверить, если хотите:

Напоследок, приведу парочку интересных схем, чтобы у Вас не сложилось впечатления, что операционные усилители могут только усиливать напряжение.

Повторитель напряжения (буферный усилитель). Принцип действия такой же, как и у транзисторного повторителя. Используется в цепях с большой нагрузкой. Также, с его помощью можно решить задачку с согласованием импедансов, если в схеме есть нежелательные делители напряжения. Схема проста до гениальности:

Суммирующий усилитель. Его можно использовать, если требуется сложить (отнять) несколько сигналов. Для наглядности - схема (снова обращаем внимание на расположение входов):

Также, обращаем внимание на то, что R1 = R2 = R3 = R4, а R5 = R6. Формула расчета в данном случае будет: (знакомо, не так ли?)
Таким образом, видим, что значения напряжений, которые подаются на неинвертирующий вход «обретают» знак плюс. На инвертирующий - минус.

Заключение

Схемы на операционных усилителях чрезвычайно разнообразны. В более сложных случаях Вы можете встретить схемы активных фильтров, АЦП и устройств выборки хранения, усилители мощности, преобразователи тока в напряжение и многие многие другие схемы.

Список источников

Краткий список источников, который поможет Вам быстрее освоится как в ОУ, так и в электронике в целом:
Википедия
П. Хоровиц, У. Хилл. «Искусство схемотехники»
Б. Бейкер. «Что нужно знать цифровому разработчику об аналоговой электронике»
Конспект лекций по электронике (желательно, собственный)
UPD.: Спасибо НЛО за приглашение

Буферные Усилители

В этом разделе мы рассмотрим лишь повторители напряжения (см. рис. 2), повторители тока строятся при помощи соответствующего выбора цепей обратной связи. Повторители (буферы) имеют коэффициент усиления, равный единице, а также исключительно высокий входной и низкий выходной импедан-сы. В базовой схеме включения ОУ входной импеданс определяется компонентами на входе и свойствами самого ОУ. В схеме буфера входной импеданс определяется исключительно свойствами ОУ. Таким образом, входной импеданс такой схемы зависит только от свойств операци-

онного усилителя. В базовой схеме входные компоненты нагружают входной сигнал, что нежелательно в том случае, когда источник сигнала имеет высокое выходное сопротивление. Проблема повышения входного импеданса решается при помощи буферных либо инструментальных усилителей. Следует отметить, что выходное сопротивление ОУ является комплексной функцией, т.к. на него влияют цепи обратной связи. Определяющее влияние на выходной импеданс оказывает сопротивление выходного каскада. Обычно в качестве выходного каскада используется эмиттерный повторитель, имеющий низкий выходной импеданс, определяемый как r ib + R B /P и имеющий типовое значение в 25 Q. Выходной импеданс эмиттерного повторителя растет с увеличением частоты, образуя перемещающиеся полюса (полюсами называются точки резкого

Таблица 1. Построение различных схем при помощи изменения величины компонентов базовой схемы на рис. 1

Тип схемы	V1	V2	ZG	ZF	Z1	Z2
Инвертирующий усилитель	входной сигнал	земля	определяется усилением	определяется усилением	отсутствует	ZG\|\|ZF
Неинвертирующий усилитель	земля	входной сигнал	определяется усилением	определяется усилением	ZG\|\|ZF	отсутствует
Инвертирующий интегратор	входной сигнал	земля			отсутствует	ZG\|\|ZF
Буфер	земля	входной сигнал	отсутствует	замкнут	замкнут	отсутствует
Схема вычитания	входной сигнал -	входной сигнал +

изменения частотной характеристики) и порождая погрешности на высоких частотах. Еще хуже обстоят дела в операционных усилителях, диапазон сигнала которых равен диапазону питающего напряжения (так называемые rail-to-rail усилители), т.к. выходной каскад в них построен по схеме с общим коллектором; суммарный импеданс в этом случае зависит от нагрузки и может достигать значительных величин, до нескольких килоом. Помочь в этом случае может правильный выбор петлевого усиления, которое влияет на импеданс выходного каскада и способно значительно его снизить. В результате на постоянном токе и в области низких частот можно добиться очень низких значений выходного импеданса операционного усилителя, до долей Ом. Выходное сопротивление повышается с ростом частоты, так как при повышении частоты снижается усиление ОУ. Высокий выходной импеданс чреват двумя проблемами — влияние токов нагрузки на сигнал и проблемами со стабильностью, возникающими из-за того, что выходные конденсаторы создают полюса. Наилучшим решением при работе с высокими токами нагрузки является использование специально разработанных для этих целей ОУ. Ещенесколько лет назад для работы на терминированный кабель (что требует нескольких сотен миллиампер выходного тока) использовались специальные буферные каскады, на данный же момент существуют специально разработанные операционные усилители, способные без проблем работать на такую нагрузку. Преимущество бу-

фера по сравнению с типовой схемой включения ОУ заключается в том, что буфер всегда имеет меньший импеданс, т.к. его петлевое усиление максимально, а выходной каскад также разработан с учетом требований минимизации импеданса. По отношению к емкостным нагрузкам разные ОУ ведут себя по разному — одни становятся нестабильными, другие же не имеют подобных проблем. Операционные усилители, способные работать на нагрузки с большой емкостью, имеют очень низкое сопротивление выходного каскада, однако, при этом проигрывают в скорости, т.к. требуют выходных транзисторов повышенных размеров. Резюмируя вышесказанное — в зависимости от требований к выходному импедансу разработчику следует отдать выбор операционному усилителю, буферу либо усилителю мощности.

Возможно, будет полезно почитать: